另一方面，半橋配置最適合提供高效能/高功率密度的中低功率應用。半橋配置涉及兩種基本類型的MOSFET驅動器，即高端(High-Side)驅動器和低端(Low-Side)驅動器。高端表示MOSFET的源極能夠在地與高壓輸入端之間浮動，而低端表示MOSFET的源極始終接地。當高端開關從關閉轉向導通時，MOSFET源極電壓從地電平上升至高壓輸入端電平，這表示施加在MOSFET閘極的電壓也必須隨之浮動上升。這要求某種形式的隔離或浮動閘極驅動電路。與之不同，低端MOSFET的源極始終接地，故閘極驅動電壓也能夠接地參考，這使驅動低端MOSFET的閘極更加簡單。

所有軟開關拓撲結搆都應用帶浮接參考接腳(如MOSFET源極接腳)的功率開關。在LLC半橋拓撲結搆中，高端MOSFET開關連接至高壓輸入端，不能夠採用主電源控制器來驅動，而需要另行選定驅動電路。此驅動電路是控制電路與功率開關之間的接口，將控制訊號放大至驅動功率開關管所要求的電平，並在功率開關管與邏輯電平控制電路之間有要求時提供電氣隔離。高端MOSFET驅動方案常見的有兩種，一是以變壓器為基礎的方案，二是以矽積體電路(IC)驅動器為基礎的方案。本文將分別討論此兩種半橋拓撲結搆高端MOSFET驅動方案的設計考慮因素，並從多個角度比較此兩種驅動方案，及提供安森美半導體的建議方案。

變壓器驅動方案
以變壓器為基礎的高端MOSFET驅動方案在設計過程中涉及到一些重要的考慮因素。例如，由於是對地參考點浮動驅動，如果設計中存在400 V功率因數校正(PFC)電路，則要保持500 V隔離。此外，要將漏電感減至最小，否則輸出與輸入繞組之間的延遲可能會損壞功率MOSFET。要遵守法拉第定律，保持V*T乘積恆定，否則會飽和。要保持足夠裕量，防止飽和，尤其是在交流高壓輸入和瞬態負載的情況下。要使用高磁導率鐵芯，從而將勵磁電流(IM)降至最低。要保持高灌電流(sink current)能力，使開關速度加快。

以變壓器為基礎的驅動方案包含兩種主要類型，分別是單驅動(DRV)輸入和雙驅動輸入。單驅動輸入方案中，需要增加交流耦合電容(CC)來重置驅動變壓器的磁通。此種方案中的閘極-源極電壓(VGS)幅度取決於工作週期(duty cycle)；另外，穩態時-VC關閉，而在啟動時灌電流能力受限。此種方案需要快速的時間常數(LM//RGS * CC)，防止由快速瞬態事件導致的磁通走漏(flux walking)。 另外，在設計過程中，也需要留意跳周期模式或欠壓鎖定(UVLO)時耦合電容與驅動變壓器之間的振鈴，需要使用二極體來抑制振鈴。

單驅動輸入包括帶直流恢復的單驅動輸入及帶PNP關閉的單驅動輸入。其中，帶直流恢復的單驅動輸入在穩態時VGS取決於工作週期，但灌電流能力有限；後者則採用PNP電晶體+二極體的組合來幫助改善關閉(switching off)操作。此外，對單驅動輸入而言，還不能忽略與門。如果與門驅動能力有限，要增加圖騰柱(totem-pole)驅動器。

在此種方案中，兩個輸入(DRVA和DRVB)極性相反，位置對稱，故不同於單驅動輸入方案，無需交流耦合電容。此種方案適合推挽型電路，如LLC-HB，但不適合非對稱電路，如非對稱半橋或主動箝位。此種方案需要注意線路/負載瞬態時的驅動變壓器磁通，仍然需要強大的關閉能力。需要注意由泄漏電感導致的延遲，將泄漏電感減至最小，並使用雙輸出繞組而非單輸出繞組。此種方案的另一不足是關閉電阻(Roff)壓降會導致額外的功率損耗。

綜合來看，變壓器驅動方案有多項優勢，一是變壓器比裸片更強固，二是對雜散噪聲及高dV/dt脈波較不敏感，當然，成本也可能更便宜。但其劣勢是電路復雜，需要注意極端線路/負載條件及關閉模式，且需注意泄漏電感及隔離，還要留意汲電流能力是否夠強。

矽晶片驅動方案
與變壓器驅動方案類似，矽積體電路驅動方案也包含單驅動輸入和雙驅動輸入此兩種類型，能提供快速的開關速度，提供閂鎖關閉功能，輸入指令與閘極驅動輸出之間的延遲極低，功率耗散也較低。

但在提供這些優勢的同時，矽晶片驅動方案也有一些侷限，如矽晶片內電壓達600 V，需要高端隔離，且需要匹配高端驅動與低端驅動之間的傳播延遲，避免使用任何不平衡變壓器。此外，高端驅動器需要自舉供電(bootstrap supply)，並且需較高抗干擾能力，抑制高端驅動器的負電壓影響。就高壓隔離而言，需要在電路中增加脈波觸發器、電平轉換器和同步整流觸發器。其中，電平轉換器維持高達600 V電壓。就匹配延遲而言，在低端驅動器通道上加入延遲時間，從而補償由脈波觸發器、電平轉換器和同步整流觸發器導致的高端延遲。而就高端驅動器的負電壓而言，我們着重關注半橋支路來研究。連接至半橋支路的負載是電感型負載，類似於LLC半橋，或在最簡單的情況下是同步降壓結搆。就降壓轉換器的實際工作來看，寄生電感和寄生電容等寄生參數隨處可見，橋接腳上的負電壓將會在驅動IC內部產生負電流，且負電壓會在每個脈波寬度增大，直到矽驅動器(或稱驅動器IC)失效。若能在寬溫度範圍內將負脈波保持在恰當的區域內，驅動器將正常工作；否則，驅動器將不會正常工作或可能損壞。

安森美半導體在-40℃至+125℃的完整溫度範圍內定義驅動IC的電氣參數，相關的高端MOSFET矽驅動器具有強固的負電壓功能。相比較而言，很多競爭對手僅在+25℃的環境工作溫度下定義電氣參數，並不總提供溫度特徵描繪，而且很多競爭對手從特徵曲線中析取的電氣參數值很可能未顧及制程變化問題。

方案比較及安森美半導體建議
我們以採用變壓器驅動方案和矽驅動器方案的24 V@10 A LLC半橋電路為例來比較此兩種方案。此兩種方案都採用帶雙DRV輸出的LLC控制器NCP1395，不同的是，前者採用變壓器驅動LLC轉換器的MOSFET，後者採用NCP5181驅動器IC來驅動器LLC轉換器的MOSFET。兩者的波形看上去類似，但比較高端MOSFET關閉時的波形可以發現，驅動器IC更快速地關閉MOSFET，而且驅動IC關閉MOSFET時快70 ns，從而降低開關損耗；而在高端MOSFET導通時，驅動器IC在高端與低端MOSFET之間能夠保持安全及足夠的死區時間(dead-time)，優於變壓器驅動方案。而從效能來看，在相同的輸入功率時，兩種方案的效能沒有顯著區別。

- 新聞稿有效日期，至2010/04/16為止

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