準方波諧振轉換器也稱準諧振(QR)轉換器，廣泛用於電源適配器。準方波諧振的關鍵特徵是金屬氧化物半導體場效應電晶體(MOSFET)在漏極至源極電壓(VDS)達到其最低值時導通，從而減小開關損耗及改善電磁干擾(EMI)訊號。

準諧振轉換器採用不連續導電模式(DCM)工作時，VDS必須從輸入電壓(Vin)與反射電壓(Vreflect)之和降低到Vin。變壓器初級電感(Lp)與節點電容(Clump，即環繞MOSFET漏極節點的所有電容組合值，包括MOSFET電容和變壓器寄生電容等)構成諧振網絡，Lp與Clump相互振盪，振盪半周期以公式 計算。

然而，自振盪準諧振轉換器在負載下降時，開關頻率上升；這樣，在輕載條件下，如果未限制開關頻率，損耗會較高，影響電源效能；故必須限制開關頻率。

限制開關頻率的方法有兩種。第一種是傳統準諧振轉換器所使用的帶頻率反走的頻率鉗位方法，即通過頻率鉗位來限制開關頻率。但在輕載條件下，系統開關頻率達到頻率鉗位限制值時，出現多個處於可聽噪聲範圍的谷底跳頻，導致訊號不穩定。

為了解決這個問題，就出現第二種方法，也就是谷底鎖定，即在負載下降時，在某個谷底保持鎖定，直到輸出功率大幅下降，然後改變谷底。輸出功率降低到某個值時，進入壓控振盪器(VCO)模式。具體而言，反饋(FB)比較器會選定谷底，並將訊息傳遞給計數器，FB比較器的磁滯功能就鎖定谷底。這種方法在系統負載降低時，提供自然的開關頻率限制，不會出現谷底跳頻噪聲，且不會降低效能。

最新準諧振控制器NCP1379/NCP1380概覽
NCP1379和NCP1380是安森美半導體新推出的兩款高性能準諧振電流模式控制器，特別適合適配器應用。作為應用上述第二種方法的控制器，NCP1379和NCP1380包括兩種工作模式：一為準諧振電流模式，帶谷底鎖定功能，能消除噪聲；二為VCO模式，用於在輕載時提升效能。這兩款元件還提供多種保護功能，如過載保護(OPP)、軟啟動、短路保護、過壓保護、過溫保護及輸入欠壓保護。

就工作原理而言，在帶谷底鎖定的準諧振模式，控制器根據反饋電壓鎖定至某個谷底(最多到第4個谷底)，峰值電流根據反饋電壓來調整，提供所需的輸出功率。這樣，就解決了準諧振轉換器的谷底跳頻不穩定問題，且與傳統準諧振轉換器相比，提供更高的最小開關頻率及更低的最大開關頻率，還減小變壓器尺寸。

而在反饋電壓小於0.8 V(輸出功率減小)或小於1.4 V(輸出功率上升) 時，控制器進入VCO模式，此時峰值電流固定，為最大峰值電流的17.5%，而開關頻率可變，由反饋環路設定。

在保護功能方面，這兩款元件以讀取輔助繞組電壓結合提供過零檢測(ZCD)和過載保護功能，其中在MOSFET關閉期間(輔助繞組正電壓)使用ZCD功能，而在MOSFET導通期間(輔助繞組負電壓)使用OPP功能，能夠根據ZCD電壓減小峰值電流。

此外，這兩款控制器內置80 ms定時器，用於短路驗證。還提供繞組短路保護功能，以額外的電流感測(CS)比較器及縮短時間的前沿消隱(LEB)來檢測繞組短路，當電流感測電壓(VCS)達到電流感測電壓閾值(VILIM)的1.5倍後就關閉控制器。

值得一提的是，NCP1380提供A、B、C和D等不同版本，用以滿足客戶不同的保護需求。例如，四個版本均提供過壓保護功能，而其中NCP1380A和NCP1380B提供過溫保護，NCP1380C和NCP1380D提供輸入過壓保護；另外，NCP1380A和NCP1380C提供過流保護閂鎖，而NCP1380B和NCP1380D提供過流保護自動恢複功能。此外，NCP1380A和NCP1380B在同一引腳上結合了過壓保護和過溫保護功能，而NCP1380B、NCP1380D及NCP1379在同一引腳上結合了過壓保護和輸入欠壓保護功能，這樣就減少了外部元件需求。

應用設計過程
假定我們的目標電源規格為：輸入電壓85至265 Vrms，輸出電壓19 V，輸出功率60 W，最小開關頻率45 kHz(輸入電壓為100 Vdc時)，採用600 V MOSFET，230 Vrms時待機能耗低於100 mW。這樣，我們可將應用設計過程分解為多個步驟。

1) 準諧振變壓器參數計算

2) 預測開關頻率
負載下降時，控制器會改變谷底。問題在於如何才能預測負載變化時開關頻率怎樣變化。實際上，功率增加或減小時，控制器用以改變谷底的反饋(FB)電平也不同，正是借此功能提供谷底鎖定。知道反饋電平閾值後，我們就能夠計算開關頻率的變化及相應的輸出功率。通過手動計算或使用Mathcad電子表格，我們就可以解出最大開關頻率。

3) 時序電容值(Ct)計算
在VCO模式下，開關頻率由時序電容(Ct)完成充電而設定，而Ct電容的充電完成受反饋環路控制。由準諧振模式的第4個谷底向VCO模式過渡時，輸出負載輕微下降。要計算Ct電容值，先要計算第4個谷底工作時的開關頻率，並可根據反饋電壓(VFB)與時序電容電壓(VCt)之間的關系計算出VCt的值為1.83 V。然後，根據等式Ct=ICtTsw,vco/1.83，可以計算出Ct的值為226 pF。我們實際選擇的的200 pF的Ct電容。

4) 應用過載補償
在高線路輸入電壓(265 Vrms)時，由於傳播延遲，我們可以計算出峰值電流、開關頻率。

接下來要計算所需的過載保護電壓。
在高線路輸入電壓時，將輸出功率限制為Pout(limit)=70 W，再根據峰值電流限制(Ipk(limit))與輸出功率限制之間的關系等式，可以計算出Ipk(limit)=2.67 A。

因此，可以計算出：根據電阻分壓器的相關公式，以及選擇下部分壓電阻(Ropl)為1 kΩ及過零檢測電阻(Rzcd)為1 kΩ，可以計算出上部分壓電阻(Ropu)為223 kΩ。

5) 選擇啟動電阻及啟動電容
啟動電阻有兩種連接方式，一是連接至大電容(Cbulk)，二是連接至半波電路。啟動電容的計算必須配合電源在VCC下降VCC(off)之前關閉環路，相應計算出的CVcc為3.9 μF，我們實際選擇的電容是4.7 μF。需要給CVcc充電的電流IVcc為28.5 μA。

如果選擇的是連接大電容，則啟動電阻Rstartup為2.76 mΩ，相應的功率耗散為55 mW；如果選擇的是半波連接，則計算得啟動電阻為880 kΩ，相應的功率耗散為16 mW。由此觀之，半波連接大幅降低啟動電阻的功率耗散。

6) 應用同步整流
次級端的高均方根電流會導致輸出二極體損耗增加。我們以極低導通電阻的MOSFET MBR20H150來替代二極體，從而提升效能及降低輕載和待機時的能耗。

相應地，可以計算60 W準諧振轉換器的同步整流功率損耗為：體二極體損耗(PQdiode)為7 mW，MOSFET損耗(PON)為1 W，總同步整流總開關損耗近似為1 W。相比較而言，使用MBR20200二極體時的總損耗為2.6 W，即採用MOSFET來替代二極體時節省損耗約1.6 W。

- 新聞稿有效日期，至2010/05/13為止

上一篇：Cypress推出 iPhone 與iPod配件易用開發平台
下一篇：僅此一梯！解讀創新黑盒子~創新梅迪奇工作坊，4/20前$1,000